4P1Lシングルアンプ試作機の組み立てを始めた。試作機のシャーシは解体した6T9 CSPPアンプを再利用する。真空管ソケット穴が4個開いているし、平ラグとOPTの固定穴を追加工するだけで済んだ。
電源トランスは以前作った固定プレートを使ったが、思いがけないところで干渉してナット1個ぶん浮かせてある。本当はシャーシ内にプレートを取り付けようとしたのだが、今度は+B電源部のMOSFETと干渉した。
反対側から見たところ。
シャーシ内部。緑色のスイッチはUL接続と3結の切り替え用。
反対側から見たところ。
私は頭の中で実体図を描けないので、試作機用の実体図もどきを作成。今回はC3oが先になる。
間違ったり抜けがないといいなあ。入力のボリュームは面倒なので省略した。代わりに51kΩの抵抗を付けることにした。
4P1Lシングルアンプ試作機は、電源部に平ラグを使う。理由はそのまま本番機に流用可能だから。なお、アンプ部は立ラグで組もうと思う。
+B電源部の回路図。平ラグにヒーターバイアス回路を乗せてしまうことにした。EF42にヒーターバイアスをかけて電圧を変えていくと、高いほうが残留ノイズが少なくなることがわかった。ただ50Vを超えると電解コンデンサの種類が限られるため、バイアス電圧を41Vとした。
+B電源部の平ラグパターン。なぜ47μF350Vを2個並列にしているかというと、本番機のシャーシ高さは40mmを予定しているため、コンデンサの背が高いと裏蓋から飛び出してしまうから。このコンデンサはΦ16mm×H25mm。
組み上がった+B電源部。
FETの2SK3234は平ラグの固定スペーサーに共締めしてシャーシに放熱させる。膨らんでいるのはゲートの発振防止抵抗1kΩ。黄色い線のハンダ付けが外れそうになって見えるのは撮影角度によるもので、ちゃんと付いている。
フィラメント電源の回路図。3端子レギュレータのVin・Vout近傍に必ずコンデンサを接続しなさいとデータシートに書かれていたのを思い出し、C11とR12の順番を逆にした。
フィラメント電源の平ラグパターン。
組み上がったフィラメント電源。
3端子レギュレータTA4805Sは平ラグの固定スペーサーに共締めしてシャーシに放熱させる。
バラック実験中のゴチャゴチャ。中央のセメント抵抗は、片チャンネル分の+B電流を負担している。
バラックにフィラメント電源を取り付けてテストしたところ、電圧が設計の4.2Vに対し実測4.17Vとすこし低めに出たため、2.4Ωに68Ωを並列にしたら4.20Vになった。だからR12は2.4//68=2.32Ωということになるが、私のテスターでは低抵抗が正確に測れないため、真の値かどうかはわからない。4P1Lのフィラメント電流は325mAの仕様だが、実際にはバラつくのであまり気にする必要はない。
さらに+B電源の平ラグを取り付けてテストしたが、残留ノイズが4～10mVと非常に多い。原因不明のまま、たまたま電源コンセントの向きを逆にしたら0.18mVとなぜか急に低くなった。バラックのせいもあるが、電源トランスの1次～2次間静電容量か何かが影響しているのかな？
西崎電機に特注した電源トランスが届いた。発注してから4日、超スピード製作であった。どうもありがとうございます。
依頼内容は以下のとおり。
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西崎電機様
いつもお世話になっております。
伏せ型電源トランス(上下カバー付き)の見積もりをお願いします。
1次 0-100V 50/60Hz
2次
0-200V 0.1A 20VA
0-6.3V 0.8A 5.04VA
0-6.3V 0.8A 5.04VA
0-6.3V 0.8A 5.04VA
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計 35.12VA
端子数：10
片側で6個の端子が並ばなければ、どれか1つを振り分けて5個と5個にしてしまって構いません。
希望個数:1個
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届いた電源トランス。果たして1組の6.3V端子が上下に割り振られているのがわかるだろうか。サイズ W80mm×D68mm×H56mm(シャーシ上)、ビス間 65mm×52mm (M3)、重量 1180g。
無負荷でテスト。電圧は高めに出ているが、負荷をかけたらどの程度になるかわからない。
一番気になる4P1Lのフィラメント電源でテストしてみた。電源トランスの他の巻線が無負荷なので、もう少し電圧が低くなると思う。
オシロ波形。今回はTA4805SのVinとVoutの波形を観測。Vinのリプルを除いたVoutの入出力間電圧差は1.8Vとなり、最小入出力間電圧差
のmax0.5Vに対し余裕があるので大丈夫と思われる。
200V巻線は出たとこ勝負で良いので、何とかなるだろう。
4P1Lシングルアンプの進捗。EF42のヒーターを4P1Lとは別の電源トランスから供給し、ヒーターをGNDに、或いはDC42Vのバイアスをかけるなどの実験をしたが、残留ノイズは1mV～3mVであまり変わらなかった。原因はよくわからない。ただ100Hzの歪率を測ろうとするとオーディオアナライザの針がゆらゆらするのはヒーターハムを引いているため(当地は50Hz)。どうもEF42で残留ノイズを低く抑えるのは難しい気がしてきた。
電圧増幅管をC3oで回路図を作成。4P1Lの3結とUL接続をスイッチで切り替えるようにしてみた。NFB抵抗R9は2.2kΩより低くするかもしれない。C3oのヒーターはGNDに接続している。
電圧増幅管をEF42で回路図を作成。初段周りの抵抗値がC3oと異なり、NFB抵抗も変えている。とりあえずヒーターはGNDに接続。
試作機を製作するにあたり、C3oとEF42をスイッチで切り替えるなんてことは私には無理で、C3oでしばらく聴いた後にEF42に入れ替える予定。
EF42のソケットを固定するためにソケットプレートを作り、初段周りの配線やCRを変更する。どうしても時間が空くので比較試聴にはならず、どっちが好みの音だったかを記憶の中で比較するしかない。
西崎電機へ電源トランスを発注した。こんな感じでメールを送った。
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西崎電機様
いつもお世話になっております。
伏せ型電源トランス(上下カバー付き)の見積もりを
お願いします。
1次 0-100V 50/60Hz
2次
0-200V 0.1A 20VA
0-6.3V 0.8A 5.04VA
0-6.3V 0.8A 5.04VA
0-6.3V 0.8A 5.04VA
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計 35.12VA
端子数：10
片側で6個の端子が並ばなければ、どれか1つを振り分けて
5個と5個にしてしまって構いません。
希望個数:1個
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電源トランスの端子は一辺に5個までで、詰めると6個並ぶかは未確認。1つの巻線が2辺に泣き別れになってしまっても構わない。
4P1Lシングルアンプ1号機の内部を見ていたら、ダイオードブリッジW04Gの足が黒く変色している。気になるので手持ちのAM1510に変更して点火実験を行ったところ、AC6.6V入力で入出力電位差が2.47Vだった。これでは入力のリプルがそのまま出てしまうと考えてSBDのSB340LSのブリッジ整流に変更することにした。
4P1Lのフィラメントは直列で4.2V325mAなので、LDOの3端子レギュレータが使える。それならTA4805SでDC点火したらどうか。
点火実験中のぐちゃぐちゃ。
回路はこんなふう。赤字で実測の電圧を記入した。
オシロで波形観測。黄色がTA4805Sの入力電圧で、ピンクが4P1Lのフィラメント電圧。TA4805Sの出力電圧は実測4.97Vで抵抗R2による降圧は0.77Vとなり、2-0.77=1.23VがTA4805Sのリプルを含まない入出力電圧となる。カタログスペックの最低0.5Vに対し十分な入出力電圧を確保しているので大丈夫だろう。
なお、残留リプルは0.24mVだった。
なんで入出力電圧を気にするのかというと、電源トランスを西崎電機に特注すると2次電圧が低めになる傾向があり、実際そうなったとしても最低入出力電圧を割りたくないから。
今度はC3oに代えて依頼者提供のEF42で実験することにした。
EF42はプレート電流が流れにくく、カソード抵抗R1を1kΩにした。利得が多すぎるのでプレート抵抗R3を51kΩとした。C3oではNFB量を6dBのつもりが5dBで測定してしまったので、NFB量が6dBになる抵抗値R9を探ったら1.5kΩとなったので、これでやることにする。また、NFBをかけて周波数特性を測定したら10Hz前後に小ピークが生じたので、カップリングコンデンサC3を0.1μFから0.33μFとした。
実測の電圧を赤字で記入した。
まず最初は4P1Lの3結で特性を調べた。EF42のプレート抵抗を下げたためか高域が伸びた。DFは8.3まで増えた。残留ノイズはNFB後で0.6mV前後と多い。
EF42はまじめにヒーターハム対策をしてませんといった様相で、無帰還での残留ノイズが1mV以上あった。低減するためには電源トランスのヒーター巻線を別にしてGNDに接続するか、ヒーターバイアスをかける必要がある。今回は4P1Lのフィラメント電源とEF42のヒーター電源を電源トランスの6.3V端子で共用している。
NFB有り無しの周波数特性。高域と低域で曲線が重ならないが、2度測定しても同じだった。
歪率特性。100Hzだとオーディオアナライザの針がゆらゆらして測定できないので110Hzとした。各周波数で曲線が揃っている。特に110Hzの歪率が下がったのがその理由。
次に4P1Lのg2をプレートからOPTの2.5kタップにつないだUL接続で特性を調べた。
残留ノイズは0.6mV前後。出力が3結に比べて増えた。DFは7.1まで下がったが十分。
周波数特性。160kHzあたりに小さな段差がある。
歪率特性。1kHzと10kHzに歪み打ち消しが起きているようだ。110Hzは変わらなかった。
オシロで10kHzの方形波を観測しながらSP端子に0.047μF～0.47μFのコンデンサを接続し、ダミーロードをオンオフしてみたが、発振する様子は無かった。
もしEF42を使うのならヒータートランスを追加するか、ヒーター巻線を3つにした電源トランスを特注する必要がある。
前回は4P1Lを3結にしたが、今回は3結に近いUL接続にして特性を調べてみた。
回路図。g2を4P1LのプレートからOPTの5k端子に接続した。3結に近いUL接続と書いたのは、ULタップは巻数比で40％～50％から出すので、巻数比の2乗がインピーダンスとなるから√7k=83.7、√5k=70.7より70.7/83.7=0.84、即ち84％のタップを使っていることになる。合ってるかな？
諸特性を測定。利得は増えてNFB量も増加。周波数特性はNFB量の増加のためかすこし高低域が伸びた。出力も増加。DFは5.6から5.3へ下がった。残留ノイズは減った。
NFB有り無しの周波数特性。UL接続にして高域に暴れが生じるかと予想したが、大丈夫だった。
無帰還での3結とUL接続の周波数特性を比較。利得が違っている他に特性の変化はない。
歪率特性。全体にカーブが右下へ移動。3結では1W以上で明確にクリップしていたが、UL接続でははっきりしない。
1kHzでの3結とUL接続の歪率特性を比較。UL接続のほうが低歪みで出力が増えていることがわかる。
[10kHz方形波、ダミーロード8Ωでの出力2Vp-p、100mV/div(プローブ10：1)、20μS/div]
SP端子に0.047μF～0.47μFのコンデンサをつないで方形波観測し、ダミーロードをオンオフしても発振しないことを確認。
3結に近いUL接続のほうが特性的には良くなるようだ。唯一DFが低下したが、あまり変わらないといえる。これで試聴結果が良かったら採用して良いかもしれない。
(2024.04.10追記)
TANGO U-608には1次2.5kΩタップがあるので、4P1Lのg2を2.5kΩタップにつないで特性を測定してみた。√2.5k=50なので、7kΩに対し60％のタップに接続したことになる。合ってるかな？
諸特性を測定。周波数特性は帯域が高域へ移動したかんじ。歪率5％における1kHzでの出力は2.2Wまで増加。利得も増えたしNFB量も増加。DFは5.0まで低下したが、そんなに下がっていない。残留ノイズはほぼ同じだった。
NFB有り無しの周波数特性。160kHz付近に小さな段差が現れた。
無帰還での3結・UL 5kΩ・UL 2.5kΩの周波数特性。利得が増えるとともに高域に移動していることがわかる。わずかだけど。
歪率特性。1kHzと10kHzに歪みの打ち消しがかかって最低歪率が0.06％台まで低下。
1kHzでの3結・UL 5kΩ・UL 2.5kΩの歪率特性を比較。最大出力が増えるとともに最低歪率が低下していることがわかる。
[10kHz方形波、ダミーロード8Ωでの出力2Vp-p、100mV/div(プローブ10：1)、20μS/div]
SP端子に0.047μF～0.47μFのコンデンサをつないで方形波観測し、ダミーロードをオンオフしても発振しないことを確認。
特性的にはULの2.5kΩのほうが良いし、DFも5.0あってあまり下がっていない。試聴すると周波数特性からは低域があまり出なくなったと感じるかもしれない。これは試聴結果次第だけど。
4P1Lシングルアンプの電圧増幅段にC3oを使った場合でのCRパラメータフィッティングを行う。当初は+Bに昇圧DCDC、フィラメント電源にスイッチングACアダプタを使用したが、残留ノイズが9mVもあり歪率特性が測れないので4P1Lシングルアンプ1号機の電源を使うことにした。
バラックで組んだ回路に4P1Lシングルアンプ1号機の電源を接続し、実験中。1号機の片チャンネルの4P1Lは抜いてある。
回路の電圧を赤字で記入。CRパラメータはC3oのカソード抵抗3kΩ、g2抵抗470kΩ、プレート抵抗68kΩとした。
諸特性を測定。NFB抵抗R9を2.2kΩとした時のNFB量は5dBとなった。高域-3dB点の周波数は77kHz。1kHzでの歪率5％における出力は1.5Wだった。DFは5.6あり十分といったところ。残留ノイズは0.4mVで、バラックで組んだにしては低い値となった。
NFB有り無しの周波数特性。OPTのタンゴU-608は優秀で、高域まで凸凹がない。
2個のOPTの無帰還での周波数特性。良く揃っている。
歪率特性。1Wを超えるとクリップし歪率が悪化する。100Hzでも0.1Wにおける歪率は0.3％で十分低い。
[10kHz方形波、ダミーロード8Ωでの出力2Vp-p、100mV/div(プローブ10：1)、20μS/div]
SP端子に0.047μF～0.47μFのコンデンサをつないで方形波観測し、ダミーロードをオンオフしても発振しないことを確認。OPTは優秀だね。
バラックでの実験では特性的に問題は無かった。後は(3結に近い)UL接続を試してみる、C3oをEF42に替えて特性を測定、などを考えている。
ヤフオクでまたBluetooth基板を入手した。"ブルートゥースデコーダボード"で検索するといくつか出てくるものの1つ。リモコン付き。ヤフオクではXY-WRBTとなっているが、入手したものはZZ-WRBTと印字されている。何が違うのかわからない。
なぜ入手する気になったのかというと、電源電圧が3.7V～24Vとなっていたから。この手のBluetooth基板の出力は0.9Vと小さいので、差動プリアンプと組み合わせれば2Vの出力が得られると思う。これならクラシックをメインに聴く人でも問題ない。差動プリアンプの電源をそのまま共用できる。
リモコンの電池はCR2025で、手持ちに無いので試していない。基板のサイズは30mm×40mmで、巷に出回っているBluetooth基板より少し大きい。リモコンの受光部を設けた基板と、スイッチで簡単な動作が可能な基板があるようだ。
チップにはAC22BP0C819-25C4と印字されている。電源はPCからUSB Micro B接続ケーブルで供給できる。電源供給するとプチ プチ数回、ポロリンで起動、コキンで接続される。女性のアナウンスはない。Bluetoothレシーバーとして使うのなら、ボリュームを電源オン後の数秒間、絞っておいてから上げて使うのが良いと思う。PCでのデバイス名はZZ-WRBTとなっている。
基板には固定用に4個の穴が開いており、M2のスペーサーで固定できる。
電源を切って入れ直すとボリュームの位置を覚えておらず、表示は50％となっているが100％出ている。ボリュームを触ると50％からスタートする。これは去年入手したBluetooth基板へ退化した感じ。
残留ノイズは0.68mVと高く、高周波ノイズが出ているものと思われる。そこでLPFを通してみることにした。2.2mHのインダクタと0.01μFのコンデンサは手持ちを使用。当初はR1を560Ωとしている。
オーディオアナライザで0dBFS(=0.92V)の周波数特性を測定。20Hz以下はオーディオアナライザ自身の特性と思われるレベル低下があるので無視してほしい。高域はオリジナルでは20kHzで-1dBの低下が見られる。R1を560Ωとしたら20kHzで-1.8dBの低下が見られたので(LPF)、R1を470Ωとしたらオリジナルの周波数特性とほぼ同じになった(LPF1)。ただ接続ケーブルの容量により高域のレベル低下が起きているのかもしれない。
LPFを入れた時の残留ノイズは20μV前後をフラフラしており、十分低くなることがわかった。ただしBluetoothの入力がない状態で、出力のミュートが働くのかもしれない。
0dBFSの歪率を測定。PCの送り出しにはWaveGeneを使った。ただしPCの送り出し側の歪率は測りようがないのでわからない。オリジナルでは0.35％と高く、10kHzではノイズのためか1.8％にもなっている。LPFを入れたら下がることが確認できた。
消費電流はDCアダプタ使用で、5Vでは待機時14mA、WaveGene出力時20mA前後だった。WaveGene出力時にはLEDが点滅するので変化する。DCアダプタ24Vでは待機時14.6mA、WaveGene出力時21mA前後だった。
このBluetooth基板を、現在使っていない差動ライン・プリアンプに組み込んでみようかと思っている。
回路はこんな感じ。バスブーストを取っ払った。マイナス電圧はACアダプタから抵抗分割で作っているんだね。だからACアダプタのマイナスはGNDじゃない。Bluetooth基板のGNDをつなぐと、基板の電源はマイナス電圧ぶん低くなる。それはいいんだけど、Bluetooth基板の電流がLEDの点滅で変動すると、マイナス電圧も変動してしまう。それで抵抗をツェナーに替えてみたのだが、実際試してみないと何が起きるかわからない。
とある方から真空管アンプの製作依頼があった。それは4P1Lを使ったシングルアンプだ。
4P1Lはロクタルの直熱5極出力管で、自分好みの音がするので好んで使っている。
同時に支給されたのがC3o。C3gは有名だがC3oって？これもロクタル管の電圧増幅5極管。
さらに支給されたEF42。リムロック管でソケットが特殊。
電圧増幅管は知識に乏しいのでプレート電流に何mA流せばいいのかわからないし、ましてどっちが「良い音」がするなんて皆目見当がつかない。バラックでテストしてみてCRのパラメータフィッティング、試作機を組んで聴く以外あるまい。
さらにOPTはTANGOのU-608が支給された。これって未開封だし、かなりの価格じゃね？
回路はこんなふうに考えている。CRのパラメータはまだ未検討。
電圧増幅は5極管の標準接続、電力増幅は4P1Lの3結とする。3結に近いUL接続でもいいかもしれない。3結だとせいぜい出力は1.5Wくらいなので、ULのほうが増えると思う。
電圧増幅を3結、電力増幅を5結にしてNFBを多めにかける方法もあるが、4P1Lの5結って半導体アンプに近い音色になると思っているので避けたい。実際試してみないとわからないけどね。
VT-62シングルアンプ(左)と新作のVT-25シングルアンプ(右)を比較試聴してみた。VT-62シングルアンプは6DN7の直結カソードチョークドライブ、VT-25シングルアンプは6DN7の直結カソードフォロアドライブだ。OPTは同じアンディクス・オーディオのOPT-S14。
アンプを取り替えながら同じ数曲を流して聴き比べてみると、結論から言えばVT-62とVT-25の聴き比べとなった。VT-25は中高域が良く出て繊細感がある。VT-62は中庸でオールマイティといったところか。これはVT-25シングルアンプにVT-62を挿してみた時と同じ印象。意外にVT-25シングルアンプで低音が出ていると感じることがあった。
出力を欲張らなければVT-25の2Wでいいかなあ、という感じ。私の駄耳ではカソードチョークドライブとカソードフォロアに音色の違いは見い出せなかった。
話題は変わって、VT-25シングルアンプの歪率特性は1kHzや10kHzに比べ、110Hzの曲線が悪め。何が原因だろうか。
歪率カーブを測定するのは大変なので、0.01Wと0.1Wで調べてみた。1kHzや10kHzは電圧増幅段と出力段で歪みの打ち消しが起きていると考えられるので、2SK30A-Yの|Yfs|が変わったらどうなるか。
(1)は現状で、2SK30A-YはId=1.5mAでのVgs=-0.407Vだった。
(2)はVgs=-0.477VのFETを仮付けして測定。結果は110Hzに現状との違いは見られなかった。
無作為に他の2SK30A-Yを試してみたが傾向は同じ。2SK30A-Yの|Yfs|が110Hzの歪率に影響しているとは考えにくい。
(3)はVT-62に挿し替えてカソード抵抗を1421Ωから993Ωに変更、プレート電流を29.1mAまで増やしてみた。110Hzの歪率が低下しているのがわかる。おそらくVT-62で内部抵抗が低くなった為と思われる。
VT-25のような内部抵抗が高い真空管ではOPTのインダクタンスが多いほうが有利。結果から考えると、OPTのインダクタンスが増えれば110Hzの歪率が改善すると予想する。
このアンプを製作しようと思ったきっかけは、拙VT-62シングルアンプで音楽を聴いていた時にフィラメントの輝きが美しいと思ったことだった。
同じ送信管であるVT-25なら何本か持っていたはずなので、探してみると3本見つかった。これを使ってVT-25シングルアンプを製作しようと考えた。
電圧増幅段はVT-62シングルアンプと同様に6DN7を使ったらどうだろう。手持ちには7本の6DN7がある。これは電圧増幅と電力増幅の3極管が1本に封入されたテレビ球だ。VT-62シングルアンプはカソードチョークドライブだが、例えばチョークコイルにゼネラルトランスのPMC-80Hを使うと2個で1万円を超えてしまう。ならば6DN7のカソードフォロア直結ドライブではどうか。
VT-25のフィラメントをDC点火する時にCRフィルタを使う場合、残留ノイズを減らすためハムバランサを使う。これは真空管を差し替えるごとに調整する必要がある。また真空管の劣化具合によって調整がずれる。DC点火をするなら3端子レギュレータを使ったら良いのではないかと思った。残留リプルが低いのでハムバランサが不要になる。DCDCを使う方法もあるけれど、ノイズ低減のためLCフィルタを入れる必要がある。ただノイズ成分は高周波だから、測定器に聞こえるのを気にしなければ入れなくても構わない。
VT-25のカソード抵抗の代わりに定電流回路を使えば6DN7カソードフォロア段のバイアス調整が不要になる。ただVT-25がエミ減になるとカソード電圧が上昇し、定電流回路の耐圧を超えてしまう恐れがある(高耐圧の3端子レギュレータなら問題が解決する)。ただ、電流を確保するためにVT-25のエミ減が加速されると思われるので、抵抗による自己バイアスが安全だと思う。
前置きが長くなったが、本機の回路を上記に示す。VT-62シングルアンプのアンプ部に倣い、初段をFETと3極管によるカスコードとしている。電源トランスはVT-25のフィラメント電源のため西崎電機に特注した。LM350Tは最低入出力電位差が2.6V以上である必要がある。LM350Tは最大電流が3Aだが低損失レギュレータに電流を流せるものが見つからない。VT-25の冷間時のフィラメント抵抗は約1Ωと低く、電流に余裕がないと3端子レギュレータの保護回路が働く可能性大。
6DN7のカソードフォロア段の±電源が2段のCRとなっているのは、残留リプルが残留ノイズに影響すると考えたからで、こんなに大掛かりにする必要はないかもしれない。
なるべく電源回路を簡単にしようと無いアタマをひねってみたが、やっぱり大掛かりになってしまった。
OPTはアンディクス・オーディオのOPT-S14で1次10kΩ、出力容量5W。OPTにお金をかけるのなら1次14kΩのISOトランス FC-20-14S、ハシモトトランス H-20-14Uが良いだろう。でも、たかだか出力2Wのアンプに20WのOPTを使うのは大げさな気がする。ゼネラルトランスのPMF-7WS-1014ならリーズナブルな価格かな。なぜこれらのOPTを候補に挙げたのかは、VT-25のrpが5kΩと高く、インダクタンスの小さいOPTでは低域を充実させることができないから。
特注した電源トランス。1次100V 50/60Hz、2次 0-320V 0.1A、0-115V 0.1A、8.5V2.2A×2、6.3V2A。
諸特性を上記に示す。高域は-3dB点の周波数が70kHzで伸びていないが、OPTの特性によるもの。出力は1kHzで2W。これはA2級でグリッドをプラスまでドライブしているため。残留ノイズは0.11mVと低くなった。これくらい低いと静けさの表現が良くなるように思う。
周波数特性。両チャンネルがよく揃っている。
クロストーク特性。20Hz～20kHzでは-70dB以下。
Lchの歪率特性。110Hzが悪めなのは、VT-25のrpが5kΩなのに対し、OPTのインダクタンスが約19Hであるためと思われる。もっとインダクタンスの大きいOPTなら良くなるんじゃないかな。
Rchの歪率特性。
[10kHz方形波、ダミーロード8Ωでの出力2Vp-p、100mV/div(プローブ10：1)、20μS/div]
SP端子に0.047μF～0.47μFのコンデンサをつないで方形波観測し、ダミーロードをオンオフしても発振しないことを確認。
使用機材
オシレータ TRIO AG-203
ミリボルトメータ LEADER LMV-181B
デジタルオシロスコープ IWATSU DS-5105B
オーディオアナライザ Panasonic VP-7721A
ANALOG DISCOVERY 2
PC Lenovo ThinkPad E14 OS Windows11 Home 23H2
レイアウト図。アルミシャーシは株式会社奥澤のO-45でW300mm×D170mm×H50mm、t=1.5mm。電源部は12Pの平ラグに無理やり乗せたが、フィラメント電源の平ラグ5PをOPTとVT-25の間に置き、電源部を8P×2で電源トランスの両側に配置したほうが良かった。平ラグを多用し、VT-25のカソードCRを除き、CRをほぼ全部乗せてある。
シャーシと裏蓋の穴加工は自分で行い、ダークグレーマイカメタリックに塗装した。磨きはコンパウンドシートの導入でラクになった。
ワンパターンだが今回もブツ撮りをしたので掲載する。
拙VT-62シングルアンプとの違いはVT-25をソケットプレートで15mm沈めたことにある。これでOPTケースより真空管があまり飛び出さなくなった。
6DN7はコインベースのものを使ったが、見た目はコンパクトロン管のような感じ。
やっぱりこういう光り輝くフィラメントというのは見栄えがする。
電源トランスの養生テープを剥がす時に塗装がところどころ剥がれてしまったので、マットブラックで塗装した。プラサフを使わなかったので、剥がれたところが少々凸凹しているが気にしないことにする。形あるものはいずれ壊れるのである。アンプを使えば傷がついていくものだ。
電源部の平ラグとの干渉を避けるため、SP端子をその両側に置いた。
シャーシ内部。平ラグからの配線が多くてゴチャゴチャしている。TO-220の3端子レギュレータやMOSFETを平ラグのスペーサーに共締めしたので直接見えない。LM350Tはフルモールドではなく放熱のフィンが剥き出しのため、絶縁ワッシャを使う必要があって固定し難かった。背の高い電解コンデンサの頭にはシャーシとのショートを避けるため気休めにシールを貼ってある。実際は間隔が空いているので問題ない。
駄耳の私による試聴結果。送信管のせいか中高域に浸透力があって音がよく飛ぶ。反面、低域は普通といった印象。後日VT-62シングルアンプと比較試聴をしてみようと思っている。出力管の違いはあるものの、VT-62シングルアンプのカソードチョークドライブとVT-25シングルアンプのカソードフォロアドライブの差がどう出るか。
VT-25(10)の上位互換球(と言うのか？)としてはVT-62(801A)がある。これは最大プレート電圧と最大プレート損失をアップさせた送信管で特性的には同一とされている。手持ちにVT-62が2本あるので、いわゆるタマころがしをしてみる。ただ差し替えるだけではなく、特性データを取っておきたい。
回路図に赤字で実測の電圧を記入した。VT-62のカソード電圧はVT-25と同じ27Vに調整した。プレート電流は19mAとなる。もっと流すこともできるが同じにしてVT-25と比べてみたかった。
特性を上記に示す。出力は微増、ダンピングファクタは3.9～4.0とすこし増えた。
Analog Discoveryによる周波数特性。VT-25とほぼ同じ。
参考にクロストーク特性。20Hz～20kHzでは-70dB以下だった。
Lchの歪率特性。変わることを期待したが、VT-25とほぼ同じだった。
Rchの歪率特性。
3階の自室で試聴。VT-25が腰高な印象なのに比べ、低音が出てスケール感が増した感じ。総じてハイファイ調。音色に色付けがないのを好む人向きかもしれない。私としてはVT-25の鮮やかな中高域が良いと思う。
じつは電源トランスの上部カバーの養生テープを剥がした際に塗装がところどころ剥がれてしまい、黒の油性ペンでごまかしてある。ビニール袋に四角の穴を開けて貼り付け、上部カバーだけをマットブラックに塗装しようかと思っている。でも天候不順な日が続くようなので、なかなかできそうにない。
VT-25シングルアンプは無帰還での特性に問題ないことが確認できたので、NFBをかけることにした。NFB抵抗は実験機で1kΩとすれば6dBとなることがわかっている。発振防止に位相補正容量1000pFを並列に入れる。
現状の回路図。
諸特性を測定。高域は70kHz前後まで伸び、1kHzでの歪率5％の出力は2Wだった。DFは3.5～3.9で、違っているのはVT-25の内部抵抗のバラツキによると思われる。残留ノイズは0.11mVと低い。
Lchの周波数特性。位相補正により30kHz～60kHzにかけて下がっていることがわかる。
Rchの周波数特性。Lchと同様だった。
NFB後の周波数特性。左右チャンネルで特性がよく揃っている。
クロストーク特性。6DN7カソードフォロアの±電源が左右で共通ということで低域のクロストーク悪化を心配したが、20Hzで-70dB取れている。20Hz～20kHzでは-70dB以下となった。
Lchの歪率特性。実験機と同様な特性になった。
Rchの歪率特性。
歪率特性からはRchのほうが残留ノイズが多いことを示しているが、残留ノイズは両チャンネルで0.11mVで同じ。おそらく特性測定時に残留ノイズの変動があったものと思われる。
[10kHz方形波、ダミーロード8Ωでの出力2Vp-p、100mV/div(プローブ10：1)、20μS/div]
SP端子に0.047μF～0.47μFのコンデンサをつないで方形波観測し、ダミーロードをオンオフしても発振しないことを確認。
特性は問題ないことが確認できたので、3階の自室で試聴する。送信管のためか中高域に浸透力があって音がよく飛ぶ。反面、低域は普通といった印象。
現状何か改善すべき項目は見つからないし、このまま完成まで行きそうな気がしてきた。ただ一点、VT-62に挿し替えたら特性がどうなるのか興味がある。もしVT-62にしてプレート電流を増やしたら主役交代になりかねないので、あくまで参考データとして取っておきたい。
配線の終わったVT-25シングルアンプの配線チェックを行う。誤配線や配線忘れ、ショート・オープンは無いようなので、真空管を挿して電源オン、カソード電圧を27Vに調整。各部の電圧に設計と大きな違いがないことを確認。
SP端子にDMMをACレンジにして接続、RCA端子に指を触れて電圧が上昇するのを確認。今回も動作一発OKだ。
AC100Vが実測101V～102Vあるのに+Bが設計の392Vに対し実測382V程度で10V程度低い。+Bの整流後の電圧は設計425Vに対し415Vとやはり10V程度低いので、R12を75kΩから51kΩに変更した。
各部の電圧を測定。+BはAC100V基準で390VとなったのでOKとした。
Analog Discoveryによる周波数特性。かまぼこだが2個のOPTの特性がよく揃っている。
簡単に特性を測定。利得は21.1倍～21.6倍、ダンピングファクタは1.4～1.5で、NFB前提のため低くても問題ない。残留ノイズは測定するたびに変化するが、0.14mV～0.18mVだった。
特性を調べた限りにおいては特に問題なし。NFBをかけて詳細な特性を測定する予定。
